오동작, 파괴가 당연할 만큼 고압·대전류 ON/OFF의 위력은 대단하다 

파워 디바이스의 스위칭 성능을 충분히 이끌어 낼 수 있는가 하는 것은 전단의 구동 회로(드라이브 회로)를 만드는 방법에 따라 결정된다. 구동 조건은 스위칭 시간이나 스위칭 손실에 큰 영향을 미치며, 주회로 배선 상태나 보호 회로(스너버 회로) 설계와도 밀접한 관계가 있다.

파워 트랜지스터 구동 회로 제작 방법

1. 철칙 ① … 절연 IC로 구동 신호를 게이트에 확실히 전달

MOSFET이나 IGBT를 사용한 고압 대용량 애플리케이션이 일반화됨에 따라 파워 디바이스의 게이트 드라이버 회로 전용으로 개발된 포토커플러나 고압력 구동 IC가 늘고 있다. 그림 1은 게이트 드라이버 회로용 포토커플러 TLP350(도시바)을 사용한 드라이브 회로 예를 나타낸 것이다.

▲ 그림 1. 올인원 IGBT 모듈(7MBR100VN-120-50)의 구동 회로 설계 예

TLP350은 MOSFET이나 IGBT 구동용이고 소용량 디바이스라면 직접 구동할 수 있도록 토템폴의 출력단을 내장하고 있으며, 게이트의 충방전 펄스 전류는 ±2.5A까지 출력할 수 있다. 

IGBT 모듈 7MBR100VN-120-50에 대해서는 전류가 부족하므로 외부에 컴플리멘터리 NPN, PNP 트랜지스터를 버퍼로 설계했다.

(1) 절연 장치를 선택할 때는 노이즈 내량을 우선 체크한다

파워 디바이스는 고속으로 스위칭하기 때문에 노이즈 내량(dV/dt)에 충분히 주의를 기울여야 한다. 

특히 마이컴 등의 제어 IC와 IGBT(주회로)를 절연하는 포토커플러에는, 노이즈 내량이 충분히 커 특성이 보증되는 제품을 선정한다.

포토커플러의 노이즈 내량을 나타내는 하나의 기준으로 CMR(동상 잡음 제거) 성능을 들 수 있다. 여기서 예로 든 TLP350의 CMR은 ±15kV/㎲를 보증한다. 

파워 디바이스의 스위칭 속도가 너무 빨라 포토커플러의 CMR을 넘지 않도록 한다. 이 경우에는 게이트 저항을 다시 선정하거나 더 높은 CMR 성능을 가진 포토커플러로 교환해야 한다.

2. 철칙 ② … 게이트-이미터 사이에 10kΩ을 넣는다

구동 회로와 모듈의 접속이 불완전하거나 구동 회로 전원이 충분히 안정되지 않은 상태에서 컬렉터-이미터 사이에 주회로 전압이 가해지면 게이트가 오픈 상태로 되므로, IGBT가 제멋대로 ON되어 파괴되는 경우가 있다. 이것을 방지하려면 MOSFET의 게이트-소스(이미터) 단자 사이에 10kΩ 정도의 풀다운 저항을 접속한다.

3. 철칙 ③ … 게이트-이미터 사이에 잡음 전압이 생기지 않도록 신중하게 배선한다

게이트 구동 회로 주위 배선의 기본 사항을 정리한다.

•‌ 구동 회로와 파워 디바이스의 배선은 최단으로 한다.

•‌ 게이트, 이미터 양쪽 배선을 평행 또는 조밀하게 맞춘다.

•‌ 1차(제어 회로) 측과 2차(주회로) 측 배선을 교차시키지 않는다.

게이트 회로가 완전하게 동작한 후 주전원을 투입하는 배려도 필요하다.

4. 철칙 ④ … 게이트에 가해지는 전압은 너무 높거나 낮다

MOSFET이나 IGBT를 ON하기 위해 게이트에 부여하는 전압값이다. 디바이스의 게이트 내압은 일반적으로 ±20V이지만 IGBT에서는 15V가 표준적이다. MOSFET에서는 10~12V로 충분히 낮은 ON 저항을 얻을 수 있다. 게이트 전압은 높을수록 ON 전압(ON 저항)이 내려가 도통 손실은 작아지지만 턴온 속도가 빨라진다.

따라서 역병렬로 접속되어 있는 다이오드가 역회복될 때 dV/dt 오점호(제멋대로 ON되는 현상)를 일으키거나 단락 내량이 감소하고 스위칭 노이즈가 증가한다.

턴온 모습을 실제 스위칭 동작으로 확인한 파형을 그림 2에 나타낸다. 이것은 IGBT 모듈 7MBR100VN-120-50 구동 전압(게이트-이미터 간 전압 VGE)을 13V, 15V, 17V로 하여 턴온 동작시킨 파형이다(전원전압 600V, 턴온 전류 100A, 온도 25℃). 턴온 속도(전류 변화율)가 변화한다. 125℃에서의 턴온 손실 Eon은 ＋VGE＝13V에서 Eon＝8.1mJ, 15V에서 6.6mJ, 17V에서 5.0mJ이었다. 즉, 15V를 기준으로 13V와 17V에서는 턴온 손실이 25% 정도나 증감했다.

▲ 그림 2. 게이트-이미터 간 전압(구동 전압)이 높을수록 손실이 줄어든다

[손실은 감소하지만 스위칭 노이즈가 증가하거나 파워 트랜지스터가

제멋대로 ON되는 현상(dV/dt 오점호)이 일어난다]

(1) ‌부트 스트랩 방식 구동 회로는 구동 신호의 전압 진폭이 변동하므로 스위칭 속도를 반드시 체크한다

MOSFET용 고내압 구동 IC(IR2101 등)나 IPM(인텔리전트 파워 모듈)용에서 널리 볼 수 있는 부트 스트랩식 전원은 전압 변동이 크므로 주의해야 한다.

부트 스트랩식 전원은 하암(Lower Arm)의 스위칭을 이용해 상암(Upper Arm) 측 전원을 만들어낸다. 구체적으로는 하암이 도통했을 때, 그림 3의 경로와 같이 부트 스트랩 콘덴서로의 충전 경로가 형성되고 콘덴서가 하암 전원에 의해 충전된다. 그 후 하암이 OFF된 후 상암 측은 충전된 부트 스트랩 콘덴서를 전원으로 하여 상암 측을 구동한다.

▲ 그림 3. 고내압 구동 IC를 사용한 부트 스트랩 전원 회로 예

이 상암 측으로의 충전 전압은 하암의 IGBT가 ON된 경우, 그 IGBT의 ON 전압(VCE(sat))만큼 뺀 전압이 된다. 반대로 다이오드가 도통한 경우, 다이오드의 순전압 강하분(VF)을 하암 전원에 더해 부스트 스트랩 콘덴서에 충전된다.

IGBT나 다이오드의 전압 강하가 1~2V 정도 있으므로 상암 측 전원전압 변동은 2~4V 발생한다. 이에 따라 디바이스의 스위칭 속도가 예상했던 것 이상으로 변화하지 않는지의 여부와, 구동 IC의 전압 저하 보호 레벨을 확인해야 한다.

5. 철칙 ⑤ … 적절한 바이어스 전압과 짧은 배선으로 확실하게 OFF한다

전류 용량이 큰 IGBT 모듈에서는 디바이스를 OFF해 두기 위한 전압을 －5~－15V로 설정한다. 역바이어스 전압에 의존하는 주요 디바이스의 특성은 턴오프 시간과 손실이다. 역바이어스 전압이 클수록 턴오프가 빨라진다(손실은 작아진다). 또한, dV/dt 오점호는 역바이어스 전압이 작을수록 발생하기 쉬워진다.

dV/dt 오점호의 메커니즘은 그림 4와 같다. 컬렉터-게이트 사이에는 기생용량이 존재하므로, 다이오드가 역회복되어 컬렉터-이미터 사이에 dV/dt가 가해지면 컬렉터-게이트 간 용량의 충전 전류가 흘러들어간다. 이 충전 전류가 게이트 전압을 상승시키도록 작동하므로, IGBT의 게이트 전압이 상승하고 임계값 전압을 넘어 원래 OFF되어야 할 IGBT가 오점호된다. 오점호가 발생하면 턴온 손실이 증가하고 IGBT가 과열되어 파괴되는 경우가 있다.

▲ 그림 4. 구동하지 않았는데 IGBT가 제멋대로 ON되는 경우도 있다

(1) ‌실험 … 게이트로의 배선이 길면 IGBT는 제멋대로 ON 되어 발열한다

MOSFET과 같은 디스크리트 타입의 소용량 소자는 구동 회로 근처에 두고 짧게 배선할 수 있으므로 －VGE＝0V에서도 문제가 잘 발생하지 않는다. 그러나 모듈을 사용한 대용량 장치는 게이트 배선이 길어지므로 역바이어스 전압 설정에 주의해야 한다.

그림 5는 7MBR100VN-120-50을 사용해 그림 4의 메커니즘을 재현한 것이다. 게이트 구동 회로와 디바이스 사이는 약 70cm의 트위스트 페어선을 이용했다(경향을 쉽게 알 수 있도록 하기 위해 배선 길이를 길게 했다).

▲ 그림 5. 게이트까지의 배선이 길 때 IGBT가 제멋대로 ON되는 현상을 실험으로 확인

게이트 저항은 제조사 표준값인 1.6Ω이다. 그림 상단의 파형은 하암 측의 OFF된 IGBT 게이트 전압 파형, 하단은 상암 측 IGBT가 턴온된 VCE와 IC의 파형이다. 상암 측 IGBT가 턴온된 타이밍에서 하암 측 게이트 전압 파형이 ＋ 방향으로 흔들렸다. 그리고 이 게이트가 흔들리는 타이밍에 하암 측 다이오드가 역회복되어 높은 dV/dt를 발생시켰다.

역바이어스 전압을 점점 낮췄더니 역바이어스 －5V 정도에서 순간적으로 게이트 전압이 임계값 전압(Vth) 부근까지 변동했다. 또한, 역바이어스를 점점 낮췄더니 0V에서 오점호가 발생하고 상암 측 컬렉터 전류가 크게 증가했다. 이 파형 상태일 때 실험에서의 역바이어스는 －10~－15V 정도가 필요하다는 것을 알 수 있다. 필요한 역바이어스 전압값은 게이트 배선 상태나 게이트 저항에 의존해 변화하므로 실제 디바이스에서 확인해야 한다.

6. 철칙 ⑥ … 노이즈나 손실이 최소화되도록 게이트 저항의 최적값을 찾는다

스위칭 시간과 손실 특성 측정 조건으로서, IGBT 등의 데이터시트에는 표준적인 게이트 저항 RG 값이 기재되어 있다. 예를 들면, 7MBR100VN-120-50의 경우 1.6Ω으로 규정되어 있으며, 이 게이트 조건에서의 각종 스위칭 특성이 데이터시트에 기재되어 있다.

게이트 저항은 IGBT의 스위칭 특성에 매우 큰 영향력을 갖고 있다. 바꿔 생각하면, 게이트 저항을 조정할 경우 스위칭 시간과 손실을 어느 정도 컨트롤할 수 있다는 뜻이다. 게이트 구동 조건 중에서도 게이트 저항에 관해서는, 미리 데이터시트 표준값으로 설계하면 되는 것이 아니며 실물에 맞춰 조정해야 한다.

게이트 저항은 메이커 표준값을 기준으로 하여 3배 정도 범위에서 설계한다. 또한, 스위칭 파형을 측정해 스위칭 시 발생하는 스파이크 전압이나 스위칭 시간, 손실이 설계 사양에 적합한지 확인해 둔다. 

스파이크 전압이 소자 정격을 넘어서는 것과 같이 사양을 벗어난 경우에는 게이트 저항값을 조정(크게)하는 등의 대책이 필요하다.

(1) 게이트 저항값은 실험으로 정한다

앞에서와 마찬가지로 7MBR100VN-120-50을 사용해 턴온, 턴오프 파형의 게이트 저항 의존성을 확인해 보았다. 그림 6은 턴온 동작 파형, 그림 7은 턴오프 동작 파형을 나타낸 것이다. 

▲ 그림 6. 턴온 파형의 게이트 저항 의존성

▲ 그림 7. 턴오프 파형의 게이트 저항 의존성

전원전압은 600V, 턴온 전류는 100A, 온도는 25℃이다. 전류전압 상승으로 파형 타이밍을 갖췄으므로 게이트 전압에 대한 지연은 달라진다.

게이트 저항에 맞춰 스위칭 시의 전류전압 파형이 크게 변화한다. 게이트 저항에 대한 스위칭 손실 의존성은 그림 8과 같이 데이터시트에 기재된 제품이 많을 것 같지만, 실제 파형은 실장 조건이나 구동 조건에 따라 다양하게 변화하므로, 앞서 설명한 바와 같이 데이터시트 데이터는 참고값 정도로 생각하고 실물로 실제 측정하여 확인할 필요가 있다.

▲ 그림 8. 스위칭 손실의 게이트 저항 의존성

이상과 같은 게이트 조건에 의한 디바이스의 특성 변화를 정리하면 표 1과 같다.

▲ 표 1. IGBT 특성과 구동 조건의 관계

어떻게 해도 생기는 노이즈를 억제하려면

1. 철칙 ⑦ … 스파이크 노이즈를 열로 바꿔 주는 대책 회로 ‘스너버’를 추가한다

파워 디바이스가 전류를 차단하면 회로에 매우 큰 전류 변화(di/dt)가 발생한다. 전류 변화가 빠를수록 스위칭 손실이 줄어들기 때문에, 향후 파워 디바이스는 틀림없이 고속화될 것이다.

고속 디바이스를 사용했을 때 귀찮은 문제는 큰 전류 변화(di/dt)와 디바이스, 직류 전원 간 배선 부분에 존재하는 부유 인덕턴스 LS에 의해 스파이크 전압(LSdi/dt)이 발생한다는 것이다. 

이 스파이크 전압이 디바이스의 정격 전압이나 안전 동작 영역(RBSOA : Reverse Bias Safe Operating Area)을 넘어서면 소자가 파괴된다. 

또한, 스파이크 전압이 높으면 전류나 전압 파형에 링잉 (고주파 진동)이 발생하기 쉬워져 노이즈가 되며 다른 기기를 오동작시키기 쉬워진다.

전원과 파워 디바이스 간 배선 길이가 왕복 50cm였다고 하면, 그 배선에 존재하는 인덕턴스는 약 500nH이다(10cm : 100nH가 기준). 100A 정격의 IGBT인 경우, 정격 전류에서의 턴오프 동작에서 발생하는 －di/dt는 1,000A/㎲ 이상에 달하므로 배선 부분에서 발생하는 스파이크 전압 ΔV는 다음과 같다.

ΔV＝500nH×1,000A/㎲＝500V

이 전압이 전원전압에 중첩되어 IGBT의 컬렉터-이미터 사이에 가해지므로, 전원전압 값에 따라서는 정격을 넘어설 수도 있다.

이 스위칭 시 발생하는 스파이크 전압에서 디바이스를 보호하기 위한, 스너버 회로라 불리는 회로가 필요하다.

(1) 스너버 회로 제작 방법

스너버 회로에는 직류 라인에 콘덴서를 접속하는 C 스너버 회로가 널리 사용된다. 회로도는 그림 9와 같다.

▲ 그림 9. C 스너버 회로의 동작

C 스너버 회로는 회로 구성이 간단하다. 스너버 회로의 배선도 간단해지며 스너버 회로 자체의 인덕턴스도 작게 할 수 있다. 

단, 스위칭 후 스너버 콘덴서와 전원 간 부유 인덕턴스에 의해 LC 공진이 발생하므로, 배선 인덕턴스에 맞춰 콘덴서 용량도 조정해 두어야 한다.

스위칭 시 발생하는 서지 전압의 주파수 성분은 수백kHz에서 MHz 단위가 되므로, 사용하는 콘덴서는 필름 콘덴서 등 주파수 특성이 좋고 고주파 리플 전류에 견딜 수 있는 것을 선정해 디바이스 단자와 최단으로 접속하도록 신경 써야 한다.

 ‌

스너버 회로의 효과는 어느 정도인가?

1. 실험 준비

스너버 회로 유무에 따른 스위칭 파형 변화를 실제로 측정해 보았다. 그 파형에 대해 설명한다.

•‌ 조건 ① : 직류 전원(전해 콘덴서)에서 한쪽 10cm 전선을 그대로 IGBT(7MBR100VN-120-50)에 접속해 그림 9의 직류 라인 구성(사진 1)

▲ 사진 1. 조건 ① … 직류 전원과 IGBT 모듈을 병렬로 배선

•‌ 조건 ② : 조건 ①의 전선 ＋, －를 트위스트(사진 2)

▲ 사진 2. 조건 ② … 직류 전원에서 전선을 꼬아서 IGBT 모듈에 접속

•‌ 조건 ③ : 조건 ②에 스너버 콘덴서 0.2㎌ 설치(사진 3)

▲ 사진 3. 조건 ③ … 스너버 콘덴서 0.2㎌을 설치한다 (배선은 병행)

•‌ 조건 ④ : 조건 ③의 스너버 콘덴서 용량을 2.2㎌으로 증가

2. 실험 ① … 턴오프

(1) 결과 고찰 ① … 스너버 추가는 효과가 절대적이다

IGBT의 스위칭 파형 변화를 살펴보자. 그림 10은 IGBT의 턴오프 파형 변화를 나타낸 것이다. 실험 구동 조건은 순·역바이어스 15V, 게이트 저항 1.6Ω, 회로 조건은 전원전압 600V, 스위칭 전류 100A, 온도 25℃이다. 

▲ 그림 10. 각 조건에 따른 턴오프 파형의 차이

조건 ①에서 ②, ③으로 진행하면, 컬렉터-이미터 간 스파이크 전압이 낮아진다. 여기서 턴오프 스파이크 전압과 턴오프 전류의 기울기(－di/dt)로 대략 그 회로의 인덕턴스를 어림잡을 수 있다.

조건 ①에서는 스파이크 전압이 870V까지 상승했으므로 전원전압 600V에 대한 증가분은 270V이다. 파형에서 읽을 수 있는 턴오프 전류의 변화율(－di/dt)은 1100A/㎲였으므로, 배선 인덕턴스분은 270V/1100A/㎲≒245nH로 계산할 수 있다. 왕복 20cm＋α의 배선이므로 앞에서 설명한 10cm : 100nH를 기준으로 하면 타당한 값이다.

조건 ③, ④에서 스너버 회로를 설치함에 따라 전류 하강이 약간 빨라졌음에도 불구하고 스파이크 전압은 730V까지 떨어졌다. 이 때의 배선 인덕턴스를 동일하게 계산하면 80nH 정도이다. 이 80nH라는 값은 리드선 등에서 스너버 콘덴서 자신이 갖고 있는 인덕턴스이다. 이번에는 실험을 위해 사진 3과 같이 콘덴서의 리드를 길게 했지만, 리드선은 가능한 한 짧게 하고 모듈 단자 옆에 스너버 콘덴서를 실장하기 바란다.

1) 파워 트랜지스터가 쉽게 파괴되지 않는다

그림 11은 앞에서 설명한 그림 10의 턴오프 파형을 x-y 전압·전류 궤적으로 관측한 것이다. 턴오프 전류는 정격 100A와 그 2배인 200A까지 흘렸을 때의 것이다. 여기서 두꺼운 선으로 표시한 범위가 앞서 설명한 RBSOA이며, 턴오프 궤적 허용 범위를 나타낸다. 100A 동작 궤적보다 200A 턴오프 궤적이 더 바깥쪽으로 확산되어 스파이크 전압이 높아졌다. 전원전압이 200V 높아지면, 200A 턴오프 스너버가 없는 조건 ①에서는 RBSOA를 이탈한다. C 스너버 추가에 의해 스파이크 전압이 저감되고 전압 방향 동작 궤적이 RB SOA에 대해 여유가 커지는 모습을 그림 11에서 볼 수 있다.

▲ 그림 11. 스너버 콘덴서를 추가하면 스파이크 전압이 작아져 잘

파괴되지 않는다

(2) ‌결과 고찰 ② … 스너버 콘덴서는 배선과 공진하지 않는 값으로 하면 된다

조건 ③과 ④에서는 스너버 콘덴서 C의 용량이 다르다. 이 허용차는 그림 10의 시간축을 줄여 측정한 그림 12에서 확인할 수 있다.

▲ 그림 12. 실험 결과 ① … 턴오프 파형

턴오프가 완료된 후 스너버 콘덴서와 배선 인덕턴스에 의해 LC 공진이 발생했다. 스너버 콘덴서의 용량과 진동 주기에서도 배선 인덕턴스를 계산할 수 있다.

그림 12의 예에서 스너버 콘덴서 C가 0.2㎌인 경우, LC 공진 주기는 약 1.3㎲(770kHz)였으므로, 다음과 같은 LC 공진주파수 f의 관계식에서 역산하면 인덕턴스 L은 약 220nH가 되어 앞서의 스파이크 전압에서 어림잡은 값과 거의 일치한다.

스너버 콘덴서가 LC 공진에 의해 도달하는 최고 전압값 VCEP는 전원전압을 VD, 턴오프 전류를 Io라고 했을 때 다음과 같이 구할 수 있다.

턴오프 기간 중 －di/dt에 의한 스파이크 전압과 같이, 여기서 구한 VCEP도 컬렉터-이미터 사이에 가해지므로 배선 인덕턴스와의 공진에서 소자 정격을 넘지 않는 용량을 선택해야 한다. 

식에서 알 수 있듯이 턴오프 전류가 클수록, 스너버 콘덴서의 용량이 작아질수록 VCEP는 높아진다. 조건 ④에서 스너버 콘덴서를 2.2㎌으로 하면 전압 진동이 작아진다.

3. 실험 ② … 턴오프

(1) ‌결과 고찰 ③ … 스너버를 추가하면 스위칭 손실이 증가할 가능성이 있다

턴온 파형은 스너버 회로의 유무에 따라 어떻게 변화할까. 턴오프 동작과 동일한 조건에서 턴온 동작에 대해 확인한 결과가 그림 13이다.

▲ 그림 13. 실험 결과 ② … 턴온 파형

조건 ①의 스너버 콘덴서가 없고 배선 인덕턴스가 클수록 턴온의 di/dt도 작으며 컬렉터-이미터 간 전압 강하도 빨라졌다. 이것은 턴온 동작 시에도 배선 인덕턴스에 di/dt에 따른 전압이 발생하므로 디바이스 양 끝에 가해지는 전압이 내려가기 때문이다. 이 모습을 그림 14에 나타낸다.

▲ 그림 14. 턴온 동작 시에도 신경 쓰이는 배선 인덕턴스

그림 14와 같이 IGBT가 턴온되면 직류 라인의 전류가 증가해 di/dt가 발생한다. 그러면 턴오프와 마찬가지로 LS(di/dt)로 표시되는 유기전압이 직류 전원전압과 역극성 방향에서 발생한다. 그 결과, IGBT 파형에서 봤을 때 컬렉터 전류가 di/dt에서 증가하는 기간에는 컬렉터-이미터 간 전압이 부유 인덕턴스의 유기 전압만큼 하락한다.

스너버 회로를 접속한 조건 ③, ④에서는 그림 15와 같이 스너버 콘덴서가 전원으로 되어 턴온 시 전류를 공급하므로, 부유 인덕턴스에 의한 VCE 전압 저하가 적어졌다는 것을(즉, 부유 인덕턴스의 영향이 줄었다는 것을) 알 수 있다. 그 결과, IGBT 측 턴온 전류의 변화율 di/dt도 높아졌다.

▲ 그림 15. 턴온 시 스너버 콘덴서의 동작

각 스너버 조건 ①~④에서의 턴온 손실 Eon은 다음과 같았다. 측정 조건은 600V/100A, 게이트 저항 1.6Ω, 온도 125℃였다.

조건 ① : Eon＝3.6mJ

조건 ② : Eon＝4.1mJ

조건 ③ : Eon＝6.5mJ

조건 ④ : Eon＝7.4mJ

조건 ④에서 거의 카탈로그값의 턴온 손실이 되었다. 즉, 스위칭 손실은 구동 조건뿐만 아니라 스너버 회로의 유무나 용량에 따라서도 크게 변화했다.

반복되는 얘기지만, 파워 디바이스의 카탈로그에 게재된 표준 구동 조건이나 스위칭 특성값은 초기 설정 단계에서의 참고값 정도로 생각하고, 실물 평가 및 동작 검증을 통해 필요에 따라 재검토해야 한다. 이 부분은, 같은 반도체이지만 저압 아날로그 로직 계열 IC 등과 파워 디바이스 사용법의 큰 차이점이라고 할 수 있다.

마지막에는 눈에 보이지 않는 ‘부유용량’을 철저히 처리한다

1. 철칙 ⑧ … 두껍고 짧게 배선한다

파워 디바이스의 성능을 충분히 발휘하도록 하기 위해서는 기판 배선 패턴이나 실장 방법에도 충분한 주의를 기울여야 한다. 여기서 설명한 주의점을 담은 7MBR100VN-120 기판 실장 배선의 이미지를 나타낸 것이 그림 16이다. 파워 디바이스 배선의 기본은 ‘두껍게’, ‘짧게’이다. 또한, ＋, －가 왕복하는 부분은 가능한 한 평행하도록(혹은 위아래로 적층시킨다) 신경 쓰는 것이 중요하다.

▲ 그림 16. 철칙을 의식한 파워 디바이스 주변의 프린트 패턴 예

파워 디바이스는 다루는 전압, 전류가 크고 자기 발열도 크므로 디바이스의 기본 특성뿐 아니라 주변 부품의 기생 용량, 부유 인덕턴스까지 고려해 부품 선정 및 패턴 설계를 실시해야 한다. 실제 측정으로 확인하는 것도 중요하다.

2. 실제 파워 일렉트로닉스 장치는 부유 용량이나 부유 인덕턴스로 가득하다

그림 17은 파워 디바이스를 사용한 장치의 예로서 산업용 모터 드라이브 인버터의 단면 구조를 나타낸 것이다. IGBT 등의 파워 디바이스를 중심으로, 프린트 기판 위에는 게이트 구동 회로나 전원용 트랜스가 배선되어 있다. 또한, 직류 라인에는 평활용 전해 콘덴서가 접속되어 있다.

▲ 그림 17. 파워 일렉트로닉스 장치 안은 노이즈의 통로가 되는 부유 용량이나 노이즈를 강조하는 부유 인덕턴스로 가득하다

이들 주변 회로에는 파워 디바이스를 사용하는 데 있어서 무시할 수 없을 정도의 부유 인덕턴스나 용량이 반드시 존재한다. 예를 들어 포토커플러나 전원 트랜스의 1차-2차 사이에는 수pF 정도의 용량이 존재하며, 배선 길이가 수cm라도 거기에 존재하는 부유 인덕턴스는 수십nH이다. 또한, 절연형 모듈이라면 파워 디바이스가 탑재된 주회로와 어스로 되는 냉각 팬 사이에 수백~수천pF의 용량이 있다. 또한, 모듈 내부에도 파워 칩과 단자를 연결하는 와이어 위에 인덕턴스가 존재한다.

3. 부유 용량×전류 변화율의 고전압은 회로를 간단히 오동작시킨다

파워 디바이스의 스위칭에 따라 발생하는 높은 전압 변화(dV/dt)와 전류 변화(di/dt)에 의해 회로 패턴이나 부품 내에 존재하는 부유 인덕턴스에는 역기전압(Ldi/dt)이, 부유 용량에는 충방전 전류(CdV/dt)가 흐른다. 이와 같이 의도하지 않은 회로 요소를 발생시키는 전압전류가 예상하지 못한 트러블의 원인이 된다.

예를 들어 dV/dt 오점호 현상은 컬렉터-게이트 간(회로도에는 표현되지 않는다) 용량과 스위칭 dV/dt에 의해 게이트에 충전 전류가 흐르는 전형적인 트러블의 일례이다. 포토커플러의 기생 용량에 전류가 흐름으로써 제어 회로나 포토커플러 자체가 오동작할지도 모른다.

파워 디바이스 회로 설계의 요점 중 하나는 보이지 않는 부유 인덕턴스와 부유 용량을 고려하는 것이다. 어떤 파워 디바이스의 트러블이 일어났을 때에도 이러한 부유 성분을 의식해 두는 것이 해결의 지름길일 것이다.

현재의 MOSFET, IGBT는 실리콘을 사용한 제품이 주류를 이루고 있지만, 반도체 설계나 제조 기술이 발전함에 따라 새로운 파워 디바이스 재료로서 탄화규소(SiC), 질화갈륨(GaN)이 주목 받고 있다. 

이러한 재료는 실리콘보다 고내압, 저손실, 고속, 고내열이라는 특성을 갖고 있어 파워 디바이스가 이상적인 스위치에 가깝게 될 가능성이 있다. 파워 반도체 메이커는 그 개발과 실용화에 주목하고 있다. 

디바이스의 손실이 작아지면 효율이 향상되고 장치도 소형화할 수 있으므로 환경 보호에도 파워 일렉트로닉스 제품이 더 많이 공헌할 수 있을 것이다.

한편, 디바이스를 사용하는 입장에서 보면, 고전압에서 고속으로 스위칭할 수 있다는 것은 그만큼 부유 인덕턴스나 부유 용량의 영향을 받기 쉬워 그 존재를 무시할 수 없다. 앞으로도 장치 설계자에게는 더 고도의 파워 디바이스 응용 기술과 회로 설계 기술이 요구될 것이다.

本 記事는 日本 CQ出版社가 發行하는 「トランジスタ技術」誌와의 著作權 協定에 依據하여 提供받은 資料입니다.