여기서 언급하는 회로는 모두 전자 장치에 이용되고 있는 전원 회로 ‘DC-DC 컨버터’이다. 마이컴이나 OP 앰프 등 현대의 전자기기에 들어 있는 기판에는 다양한 IC가 탑재되어 있다. 이러한 IC는 모두 3.3V, 5V, 12V 등의 직류 전압을 가하여 작동시킨다. 이러한 직류 전압은 전지 1.2V, PC의 USB 단자에서 출력되는 5V, 스위칭 전원 유닛이 출력하는 24V를 올리거나 내려 생성한다. 이 직류 전압을 변환해 주는 회로가 DC-DC 컨버터이다.

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DC-DC 컨버터를 이해하기 위한 기초 지식

1. 잘 발열하지 않고 소형화할 수 있으므로 트랜지스터가 스위칭한다
(1) 스위칭 동작의 이미지
DC-DC 컨버터의 역사는 매우 오래 되었는데, 1960년대에 아폴로 계획의 일환으로서 인공위성 용도에 직류 전원으로 개발되었다. 40년 넘게 지난 오늘날에는 휴대전화, 스마트폰, TV 등 거의 모든 전자기기에 사용되고 있다.
DC-DC 컨버터에는 파워 MOSFET이라고 하는 반도체가 사용되고 있으며, ON/OFF(스위칭)를 반복한다. 트랜지스터는 ‘수도꼭지’를 예로 들 수 있다(본지 11월호 기술특집 2장 참조). 수도꼭지를 모두 틀거나 모두 잠그는 것을 반복하는 동작이 ‘스위칭’이다. 차에서는 액셀을 완전히 밟거나 급브레이크를 밟는 것을 반복하는 것과 같은 조작이다. 사람이라면 바로 지쳐 버리겠지만 반도체라면 얼마든지 ON/OFF를 계속할 수 있다.
(2) MOSFET의 실제 스위칭 동작
그림 1(a)는 트랜지스터(MOSFET)를 사용한 스위칭 회로이다. T_r1에 1Hz의 펄스 신호를 가하면 LED가 1초 간격으로 켜졌다 꺼진다.
이 회로는 그림 1(b)와 같이 1초 간격으로, 수동으로 택트 스위치를 ON/OFF하는 회로로 바꿔 쓸 수 있다. 수동으로 ON/OFF를 반복시키는 것은 굉장히 피곤하지만 반도체를 사용하면 문제없다.
파워 MOSFET을 스위칭시키려면 진폭이 0V로 되었다가 10V로 되는 것이 고속으로 반복되는 펄스 전압을 게이트 전압에 입력한다.

▲그림 1. ‌DC-DC 컨버터와 마찬가지로 스위칭 동작하는 LED 점멸 회로 (DC-DC 컨버터가

고효율로 전압 변환할 수 있는 이유는 ‘스위칭 동작’에 있다)

사진 1은 실제 스위칭 회로의 파형을 나타낸 것이다. 실제 회로는 그림 4를 참조하기 바란다.

▲사진 1. ‌‌스위칭 동작하는 MOSFET 각 부의 파형

(게이트-소스간 전압 V_GS, 드레인-소스간 전압 V_DS,

드레인 전류 I_D 모두 펄스 형태로 변화하고 있다)

(3) 스위칭 중에는 소비전력이 거의 제로이다
그렇다면 스위칭할 경우 어떤 점이 좋을까? 결론부터 말하면 MOSFET의 전력 손실 작아진다.
그림 2와 같이 이상적인 파워 MOSFET T_r1이 최대한 ON 상태에 있을 때 드레인-소스간 전압(V_DS)은 0V이므로, 드레인 전류(I_D)가 아무리 흘러도 T_r1이 소비하는 전력(드레인 전압과 드레인 전류의 곱 V_DSI_D)은 0W이다.

▲그림 2. ‌그림 1(a)의 MOSFET이 이상적인 스위치라면

MOSFET에서 소비하는 전력은 항상 0W (전원 ON/OFF 제어에 에너지가 필요 없다)

파워 MOSFET이 OFF일 때 드레인 전류 ID는 0A이므로, 드레인-소스간 전압(V_DS)에 아무리 큰 전압이 가해져도 Tr₁이 소비하는 전력(V_DSI_D)은 역시 0W이다.
이와 같이 스위칭하고 있는 트랜지스터는 원리적으로 ON일 때와 OFF일 때 모두 전력을 소비하지 않는다. 이것이 스위칭시켰을 때의 큰 이점이다.
파워 MOSFET의 게이트 전압을 조절하여, ON도 아니고 OFF도 아닌 상태로 만들면 드레인-소스 사이에 상시 몇 V가 가해져 드레인 전류도 흐르며, Tr₁이 소비하는 전력 V_DSI_D는 0W보다 커진다. Tr₁은 항상 얼마간의 전력을 소비하므로 발열한다. 이 전력은 낭비(손실)이다.

2. ON 시간을 조절하면 부하에 가해지는 전력 제어 가능
앞에서 설명한 바와 같이, Tr₁이 ON인 동안 흐르는 드레인 전류의 크기를 정하는 것은 Tr₁이 아니라 Tr₁ 이외의 회로이다. 즉, Tr₁은 드레인 전류의 크기를 조절할 수 없다. 그렇다면 어떻게 원하는 부하(그림 2의 R₁과 D₁)에 가하는 파워를 제어해야 할까?
결론부터 말하면, 게이트에 가하는 펄스 신호의 형태를 컨트롤하여(그림 3), Tr₁이 ON되어 있는 기간을 길게 하거나 짧게 한다.
그림 1(a)의 V_in이 출력하는 펄스 신호의 H 레벨 시간을 바꾸는 것이다. 이것을 PWM(Pulse Width Modulation)이라고 한다. 대부분의 DC-DC 컨버터는 스위칭 주기를 일정하게 하여 ON 시간을 변화시킨다(그림 3).

▲그림 3. ‌스위칭의 ON 시간을 제어하면 부하에 공급하는

전력을 조절할 수 있다 (이 제어 신호를 PWM 신호라고 한다)

스위칭 주기 T의 역수 1/T을 스위칭 주파수 fSW(Switching Frequency)라고 한다.
그림 4(a)의 회로에서 PWM 신호를 복조하는 실험을 해 본다. 펄스 발생기의 출력에 저항과 콘덴서로 구성된 로패스 필터를 접속하고, 펄스 발생기가 출력하는 PWM 신호를 평활하여 직류로 되돌린다.

▲그림 4. ‌PWM 신호를 직류로 변환하는

회로 [그림 (a)의 회로는 저항이 있으므로 전류를 나오게 할 수 없다.

그림 (b)의 회로는 인덕터 전류가 갈 곳이 없지만 다이오드를 접속하면 된다]

PWM 신호의 펄스폭으로 인해 정말 출력 전압이 변화할까? PWM 신호의 ON 시간과 OFF 시간의 비(듀티비라고 한다)를 변화시켜 실험한 결과가 사진 2이다.

▲사진 2. PWM 신호의 ON 시간을 늘리면 출력 전압이 올라간다

이와 같이 스위칭하는 파워 MOSFET은 드레인 전류를 제어할 수 없지만, ON 시간을 제어하면 부하에 가하는 전력을 조절할 수 있다.

3. 스위칭 회로에 LC 필터를 넣으면 DC-DC 컨버터가 완성된다
‘그림 4(a)는 저항이 4.7kΩ이나 되어 전류를 출력할 수 없다’는 얘기가 들리는 것 같은데 그것은 정곡을 찌른 것이다. 그래서 그림 4(b)와 같이 저항 R을 인덕터로 대체하여 실험해 보고 싶지만 이대로는 잘 동작하지 않는다. 인덕터에 흐르는 전류는 급격하게 0A로 되지 않기 때문이다. 파워 MOSFET이 ON인 기간에는 문제없이 동작하지만, OFF인 기간에는 인덕터에 흐르던 전류가 갈 곳이 없어진다. 만약 그림 4(b)의 회로를 실제로 동작시키면 파워 MOSFET 양끝에 큰 전압이 발생하여 파괴될 수도 있다.
그림 5(a)와 같이 다이오드 D₁을 접속하면 파워 MOSFET이 OFF되는 동안 다이오드에 전류가 흐른다. 이것이 바로 입력 전압을 강하시켜 출력하는 강압형 DC-DC 컨버터(벅 컨버터이다.
그림 5(b)의 회로는 입력 전압을 상승시켜 출력하는 승압형 DC-DC 컨버터이다. 부스트 컨버터(Boost Converter)라고도 부른다.
그림 5(a)와 그림 5(b)의 공통점은 파워 MOSFET과 인덕터, 그리고 다이오드가 반드시 한 점에서 접속되어 있다는 것이다.

▲그림 5. 그림 4(b)를 응용한 것이 DC-DC 컨버터이다

‌DC-DC 컨버터의 동작

1. 개념
(1) 강압형 DC-DC 컨버터인 ‘벅 컨버터’를 예로 든다
입력 전압을 낮춰 출력하는 강압형 DC-DC 컨버터를 예로 들어 그 움직임을 살펴본다. 강압형 DC-DC 컨버터는 해외에서 벅 컨버터라고 불리며 일본에서는 강압 초퍼, 강압 컨버터 등으로 불린다. 여기서는 영어 이름인 벅 컨버터라고 한다.
그림 6은 벅 컨버터 회로의 기본 구성을 나타낸 것이다. 입력 전압 V_in보다 낮은 출력 전압 V_out을 출력한다. 예를 들면, 12V를 1.2V나 2.5V로 변환하여 출력한다.

▲그림 6. 이 기본 회로를 예로 들어 벅 컨버터의 동작을 고찰한다

(2) 시간축을 나눠서 생각한다
스위칭 회로는 DC-DC 컨버터를 포함하여, 파워 MOSFET이 ON과 OFF의 두 가지 상태를 취한다. 어렵게 들리겠지만 이것은 비선형 동작으로 되어 있는 것이다. 비선형 동작은 기존의 전기 회로 이론으로 해석할 수 없다.
그래서 DC-DC 컨버터 ON/OFF의 1사이클분 동작을 선형으로 간주할 수 있는 짧은 구간으로 세분화하여 전기 회로 이론을 적용하려는 발상이 생겨났다.

2. 회로 동작을 읽는다
(1) 2개의 구간으로 분할한다
시간축을 선형으로 간주할 수 있는 구간으로 세분화하는 방법을 벅 컨버터에 응용해 보자. 선형으로 간주할 수 있는 구간으로 세분화하는 것을 어렵게 생각할 필요는 없다. 여기서는 자세한 부분까지 이야기하지 않고 개요를 파악하는 것을 목표로 한다.
그림 7과 같이 파워 MOSFET이 ON되어 있는 구간[그림 7(a)]과 OFF되어 있는 구간[그림 7(b)]으로 나누어 생각한다.
(2) ON일 때에는 출력과 인덕터에 에너지가 축적된다

▲그림 7. 벅 컨버터의 동작은 ON일 때와 OFF일 때로 나누어 살펴본다

그림 7(a)를 살펴보자. V_out이 출력되고 부하 RL에 소정의 전류가 흐르는 정상 상태이다. 여기서 주목할 것은 전류이다. 입력 전원 V_in(직류 성분)과 콘덴서 C₁(교류 성분)에서 흘러나온 전류는 파워 MOSFET Tr₂를 통해 인덕터 L로 흐른다. 이 전류(IL)의 교류 성분은 콘덴서 C₂에 흐른다. 직류 성분은 부하 R_L에 흐른다. 다이오드 D₁은 캐소드에 입력 전압 Vin이 가해지므로 OFF되어 전류가 흐르지 않는다.
인덕터 L₁에는 직류 전압 V_in－V_out이 가해지므로 출력 전류 Iout에 가하여 (V_in－V_out)/L의 비율로 시간 경과와 함께 전류가 증가하고 에너지가 축적된다. 이것을 정리하면 다음과 같다.
·부하 R_L에 출력 전류 I_out을 공급한다
·인덕터 L₁에는 에너지가 축적된다.

실제로 인덕터의 전류 용량을 결정하는 것은 과전류 보호 회로

인덕터 L₁의 전류 용량을 정할 때는 과전류 보호 회로의 동작 전류를 고려해야 한다. 예를 들어 보자.
과전류 보호 회로가 10.1A에서 동작하고, 정격 출력 전류 10A의 우수한 전원이 있다고 하자. 인덕터는 10.1A에서 문제 없는 타입, 정격 전류는 약 30% 늘린 13A 제품을 선택하면 될 것이다.
그러나 온도 특성 등으로 인해 과전류 보호 회로의 동작 전류가 13A까지 변화할 가능성이 있다고 했을 때, 출력 전류 13A에서 문제가 일어나지 않도록 하려면 인덕터의 정격 전류는 17A 이상 필요하게 된다.

(3) OFF일 때에는 인덕터의 에너지를 방출한다
그림 7(b)를 살펴보자. ON일 때와 마찬가지로 전류에 주목한다. Tr₁이 OFF되어 있으므로 전류는 흐르지 않지만, 인덕터 L₁에는 전류가 흐르고 있으며 같은 방향으로 계속 흐르려고 한다. 여기서부터가 벅 컨버터의 가장 중요한 동작이므로 상세히 설명한다.
인덕터 L₁에 전류가 계속 흐르려면 전류가 흐르는 경로가 필요하다. 가령 Tr₁이 병렬로 가상의 저항 RV가 접속되었다고 하여 전류 루트를 만들면, 인덕터 L₁의 전류는 저항 RV를 통해 계속 흐른다. 인덕터 전류가 10A이고 저항 RV가 10kΩ이면, 100kV(＝10kΩ×10A)의 매우 높은 전압이 발생할 가능성이 있다. 그러면 Tr₁의 소스에 큰 부전압이 발생하여 Tr₁이 파괴될지도 모른다.
그러나 그림 6에는 다이오드 D1이 있다. Tr₁이 OFF되면 인덕터 전류는 계속 흐르려고 하므로, Tr₁의 소스(다이오드 D₁의 캐소드) 전압이 내려가고 마침내 D₁이 ON된다. 그 결과, 그림 7(b)의 전류 루트가 생기고 인덕터 전류는 계속 흐른다. D₁에는 쇼트키 배리어 다이오드 SBD(Schottky Barrier Diode) 등 고속 다이오드가 적합하다.
D1을 통해 계속 흐르는 전류는 인덕터의 에너지가 방출됨에 따라 서서히 감소한다. 감소한 비율은 V_out/L이다. 그리고 다시 Tr₁이 ON되어 그림 7(a)의 동작이 시작된다. 여기서 다이오드 D1을 접속했을 때 잘 동작한다는 것을 깨달은 사람이 있다면 경의를 표한다.

스위칭 주파수의 고주파화 및 소형화

식 (7)을 살펴보면 스위칭 주파수(fSW)가 분모에 있다. 이것은 스위칭 주파수가 낮을 때 인덕턴스가 커진다는 의미이다. 반대로 스위칭 주파수가 높을 때에는 작아도 된다.
전류 정격이 같다면 인덕턴스가 클수록 그만큼 외형도 커진다. 반대로 인덕턴스가 작으면 외형도 그만큼 작아진다. 즉, 스위칭 주파수를 높이면 기기를 소형화할 수 있다.
스위칭 주파수를 높이면 효율이 악화되므로 파워 MOSFET은 더 고속화되어야 한다. 현재 많은 벅 컨버터의 스위칭 주파수는 400k~5MHz이다. 단, 출력 전류가 클수록 손실이 증가하지 않도록 스위칭 주파수를 낮게 하는 경향이 있다. 앞으로는 SiC(실리콘 카바이드)나 GaN(갈륨나이트라이드) 등 새로운 반도체가 사용된 고성능 파워 MOSFET이 등장함에 따라 스위칭 주파수가 더 높아질 것이다.

3. 각 구성 부품의 기능
(1) 스위칭에 의한 전류 변화를 저감하는 콘덴서 C₁
벅 컨버터(그림 6) 입력 측에 있는 콘덴서 C₁은 어떤 역할을 담당하는 것일까. 언뜻 입력의 직류 전원과 병렬로 접속되는 콘덴서는 의미가 없는 것 같다. 사실, 모두 이상적인 디바이스로 구성되는 시뮬레이션에서는 콘덴서 C₁의 효과가 확실하다고 할 수 없다.
이상이 아닌 현실을 살펴보자. 주파수 1GHz까지 출력 임피던스가 0Ω인 직류 전원은 이 세상에 존재하지 않는다. 즉, 현실에 실장된 회로에서는 직류 전원 측 임피던스도 무시할 수 없으며 프린트 기판의 배선 인덕턴스도 걱정된다.
벅 컨버터는 파워 MOSFET Tr₁의 스위칭에 의해 전류가 단속적으로 흐른다. 전류가 단속적으로 흐르는 회로에 인덕턴스가 있으면 큰 스파이크 형태의 전압이 발생한다. 벅 컨버터가 동작하면 스위칭에 의한 전류의 큰 변화가 다른 전자기기에 좋지 않은 영향을 미친다.
해결 방법은 간단하다. 벅 컨버터 입력 측 임피던스가 걱정될 정도로 높다면 콘덴서 C1을 넣어 높은 주파수 영역의 임피던스를 낮춘다. C₁은 Tr₁의 스위칭에 의한 전류 변화 영향을 받아 충전과 방전을 반복한다. 실제로 많은 DC-DC 컨버터 모듈 입력에 콘덴서를 실장할 것을 권장한다.
(2) ‌출력 전압은 파워 MOSFET의 ON 시간에 따라 정해진다
입력 전압 V_in과 출력 전압 V_out의 관계도 고찰하자. Tr₁이 ON되어 있는 기간, L₁ 양끝 전압은 V_in－V_out이다. 전류는 시간이 경과함과 동시에(V_in－V_out)/L의 비율로 증가한다. OFF되어 있는 기간, L₁의 양끝 전압은 V_out(다이오드 D₁의 전압 강하 무시)이며 전류는 V_out/L의 비율로 감소한다.
입력 전압 Vin이나 부하전류 Iout이 변동하지 않는 정상 상태에서는 Tr₁이 ON일 때 증가한 전류와 Tr₁이 OFF일 때 감소한 전류는 같아질 것이다. 즉, 다음과 같다.

여기서 ton은 Tr₁의 ON 시간[s], toff는 Tr₁의 OFF 시간[s]이며 식 (1)을 정리하면 다음과 같다.

여기서 T는 스위칭 주기[s], D는 듀티비이다.
이것으로 벅 컨버터의 입력 전압 V_in과 출력 전압 V_out의 관계를 얻을 수 있었다. 듀티비 D를 변화시키면, 즉 Tr₁이 ON인 시간 ton을 변화시키면 출력 전압도 비례하여 변화한다. 입력 전압 V_in이 변동해도 부귀환이 동작하며 ON 시간 ton을 변화시키면 출력 전압은 일정하게 유지된다.
조금 더 부가적으로 설명하면, 식 (2)에서 듀티비 D는 다음과 같이 된다.

또한, 식 (2)에서 D＝ton/T라고 했는데, 이로써 Tr₁이 ON인 시간 ton은 식 (4) 같이 쓸 수 있게 된다.

식 (4)는 많은 전문 문헌에서 이미 다루고 있다.
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DC-DC 컨버터의 설계 예

1. 부품을 고르는 기본 3가지
(1) 부품의 정격
실제로 DC-DC 컨버터를 설계해 보자. 우선, 중요한 것은 회로를 구성하는 디바이스에 가해지는 전압과 전류를 명확히 하는 것이다. 동작 시의 전압과 전류가 분명하다면 그에 맞는 디바이스를 선택하면 된다.
그림 6의 벅 컨버터를 구성하는 각 디바이스에 필요한 전압과 전류를 조사해 보자.
표 1은 계산표이다. 콘덴서 C₁과 C₂의 전류만은 실효값이다. 표 1에서 계산하여 구한 값 이상 정격의 디바이스를 선택한다. 구체적으로 전압은 구한 값의 40% 이상, 전류는 구한 값의 3배 이상 정격이 필요하다.

▲표 1. 벅 컨버터의 구성 부품에 가해지는 전압과 전류 계산식

C₁에 흐르는 전류는 표 1과 같이 입력 전압 V_in, 출력 전압 V_out, 출력 전류 I_out에 따라 결정된다.
C₁의 전류 용량에는 여유가 필요하며, Tr₁의 스위칭 전류에 의해 전압이 요동쳐서는 안 된다(입력 전압에 대한 변동이 1% 이하).
C₁ 양끝에 발생하는 리플 전압 V_clr은 식 (5)와 같다.

여기서 식 (6)과 같이 된다.

입력 전압 V_in의 약 1% 이하에서 C₁ 양끝에 발생하는 리플 전압 Vclr을 억제하면 다른 전자회로에 미치는 영향이 적을 것이다. 구체적으로는 나중에 나오는 설계 예를 참조한다.
(2) 인덕턴스
표 2의 입력 전압 V_in, 출력 전압 V_out, 출력 전류 I_out은 DC-DC 컨버터의 사양에서 주어지는 것이다. 스위칭 주파수 f_SW는 사용한 PWM 컨트롤러에 의존하거나 설계자가 주관적으로 정한다. 인덕터 L₁은 식 (7)을 사용하여 결정한다.

▲표 2. 그림 8의 벅 컨버터 구성 부품에 가해지는 전압과 전류

인덕턴스 L은, 식 (7)에서 산출되는 값과 똑같을 필요는 없으며 비슷한 값이면 된다. 파워 용도의 인덕터는 인덕턴스의 정밀도가 좋지 않기 때문이다. 불가능한 것을 무리하게 하려고 하지 말고 현실적으로 선택하자.
(3) PWM 컨트롤러
벅 컨버터뿐만 아니라 DC-DC 컨버터 설계의 첫걸음은 용도에 맞는 PWM 컨트롤러를 결정하는 것이다. 반도체 메이커의 홈페이지에 액세스하여 PWM 컨트롤러를 찾으면  종류가 많다는 사실에 놀라게 된다. 정답인 것은 없으므로 처음부터 최고의 선택을 할 수는 없다. 평가 보드 등을 구해 실험하는 것부터 착실히 시작하기 바란다.

다이오드의 순전압 로스 문제를 해결한 ‘동기 정류’
저전압 출력 전원의 효율이 쑥 올라간다

그림 8의 벅 컨버터는 그림 6에 나타난 다이오드(D₁)를 파워 MOSFET(Tr₂)으로 치환한 것이다.
다이오드 ON일 때 캐소드-애노드간 전압 ＞ 파워 MOSFET ON일 때 드레인-소스간 전압이라는 성질을 이용하고 있으며 전력 변환 효율을 높였다.
그림 8의 회로에서는 그림 6에 나타난 다이오드(D₁)가 ON되는 타이밍에 파워 MOSFET(Tr₂)을 ON시켰다. 동기 정류라는 이름은 이 타이밍 제어에서 온 것이다.
파워 MOSFET(Tr₂)이 ON되어 있는 기간은 소스에서 드레인을 향해 전류가 흐른다. 독특하게도 드레인에서 소스로 전류를 흘리는 일반적인 사용 방법과는 다르다.

2. 설계 시작
(1) 목표 스펙
다음과 같은 사양을 목표로 한다.

·입력 전압(Vin) : 4.5~12V(정격 5V)
·출력 전압(Vout) : 3.3V
·출력 전류(Iout) : 2A

(2) ‌STEP 1 : PWM 컨트롤러를 선택하여 스위칭 주파수를  확인한다
PWM 컨트롤러에는 스위칭 주파수(f_SW)가 400kHz로 낮은 IR3637SPBF(인터내셔널 랙티파이어)를 사용한다. IR3637 SPBF를 선택했으므로 회전 방식은 동기 정류형으로 정한다.
그림 8은 IR3637SPBF를 사용한 벅 컨버터, 그림 9는 IR3637SPBF의 내부 블록도이다. 내부 기준 전압 Vr(0.8V)은 피드백부가 분압하는 회로를 설계할 때 필요한 값이다.

▲그림 8. ‌설계도를 나타내기 위해 선택한 벅 컨버터 회로의 샘플 (상수는 미조정)

▲그림 9. 그림 8에 나타난 PWM 컨트롤러 IR3637SPBF의 내부 블록도

인덕턴스를 구하는 또 다른 방법

그림 8의 인덕턴스 L1은 본문에서 해설한 것 외에 크리티컬 인덕턴스에 의한 산출 방법(6)으로도 구할 수 있다. 크리티컬 인덕턴스란 효율과 응답이 가장 좋아지는 값이며 다음 식과 같이 주어진다.

fC는 부귀환의 크로스오버 주파수(Crossover Frequency), min{ }은 작은 값을 선택한다는 의미이다. 이제 설계해 보자. 식 (A)의 { } 안에 있는 2개 항의 분모는 공통이다. 그러므로 분자에 주목한다. 그러면 앞의 항은, V_in-V_out＝5-3.3＝1.7V가 되고, 뒤의 항은 V_out＝3.3V로 되어 앞의 항이 더 작아진다.
이 설계 예에서 앞의 항을 계산하면 크리티컬 인덕턴스를 구할 수 있다. 크로스오버 주파수 f_C는 주관적으로 스위칭 주파수 f_SW의 1/10로 하고 f_C＝40kHz, 전류의 최대값은 정격의 20% 증가 정도로 생각하며 I_omax＝2.5A로 하여 계산해 보자.

정확하게 4.25μH인 인덕터는 없으므로 앞서 선택한 3.7μH/4.3A로 한다.

(3) STEP 2 : 인덕터의 인덕턴스를 정한다
인덕터 L1은 식 (7)에서 다음과 같이 계산하여 얻을 수 있다.

(4) STEP 3 : 인덕터의 품종을 정한다
인덕턴스(L)를 알았다면 인덕터 메이커가 판매하고 있는 제품 중에서 적당한 것을 고른다. 우선, 4.68μH에 가까운 값을 목표로 하여 전류 용량이 2.6~3A 정도인 인덕터를 데이터시트에서 찾는다. 딱 4.68μH인 인덕터는 없으므로 실재하는 인덕터 중 후보를 몇 개 고른다. 필자는 결과적으로 3.7μH/4.3A 제품을 골랐다.
4.0μH/4.0A나 4.3μH/4.0A인 제품이 있다면 그것도 문제 없을 것이다. 설계의 답이 하나인 것은 아니다.
① 보호 회로의 동작 전류도 고려해야 한다
IR3637SPBF는 과전류 시 출력을 순간적으로 OFF하는 타입이며 과전류 상태가 연속적으로 계속되지 않는다. 이렇게 하면 과전류의 값이 정량적으로 확실하지 않으므로 인덕터 L₁의 전류 용량은 정격전류의 2배 정도로 했다.
(5) ‌STEP 4 : MOSFET 정격전압은 1.4배, 정격전류는 3배
인덕턴스(L₁)가 정해졌으면 표 1을 사용해 계산하여 벅 컨버터를 구성하는 각 소자의 전압과 전류를 계산한다. 계산한 결과는 표 2와 같다. 다음에 표 1에서 구한 정격을 만족시키는 부품을 고른다. 반복하지만 반도체의 전압 정격은 동작 시의 1.4배 이상, 전류 정격은 동작 시의 3배 이상이 필요하다.
(6) STEP 5 : 피드백용 저항을 결정한다
출력 전압을 3.3V로 하려면 출력 전압에 피드백을 걸어 안정적으로 동작시켜야 한다. 그림 10의 피드백용 저항을 결정하자. 그림 9에서 IR3637SPBF 내부에 있는 기준 전압 Vr은 0.8V이다. 출력 전압 3.3V를 저항으로 분압하여 0.8V가 되도록 저항 R₃, R₄를 정한다. 그림 10에서 다음과 같다.

▲그림 10. 그림 8의 피드백 저항(R₃과 R₄)을 구하는 방법

구체적인 수치를 넣으면 식 (9)와 같이 된다.

설계식은 식 (9) 하나이고 구하는 값은 저항 R3, R4 2개이므로 대수적으로 저항 R₃, R₄를 구할 수 없다. 회로를 설계하다 보면 이러한 경우가 몇 차례 발생한다.
우선, 저항 E24계에서 주관적으로 저항 2종류를 고르고 식 (4)에 대입하여 계산한다. 가급적 0.8V에 가까워지도록 트라이 & 에러를 반복한다. 결과만 나타내면 다음과 같다.

이 저항값을 식 (4)에 대입해 보자.

저항 R₃, R₄의 오차와 내부 기준 전압 V_r의 편차를 생각하면 적절한 값이라고 할 수 있다. 여기서 R₃＝15kΩ, R₄＝47kΩ으로 해도 결과는 같아지며, 이 상수로도 문제없을 것이다.
① R₃, R₄의 비에 따라 출력 전압을 변화시킬 수 있다
상기는 출력 전압 Vout을 3.3V로 하여 설계했다. 식 (3)에서 I_C 내부의 기준 전압 V_r은 일정하여 변하지 않지만 저항 R₃, R₄의 비율은 자유롭게 정할 수 있다. 즉 출력 전압 V_out은 저항 R₃, R₄의 비율에 따라 자유롭게 변화시킬 수 있다. 부품을 선정하여 설계가 완료된 벅 컨버터는 그림 11과 같다.

▲그림 11. 상수 설계를 끝낸 벅 컨버터 회로

(7) STEP 6 : 입력 콘덴서를 정한다
입력 측 스위칭이 전류에 미치는 영향을 확인한다. 그림 11에 나타난 입력 측 콘덴서 C₁(22㎌)이 적정한지의 여부를 확인한다. 벅 컨버터의 입력 측 리플 전압 Vclr은 식 (1)과 식 (2)에서 구할 수 있다.

여기서 입력 측 리플 전압 V_clr은 식 (11)과 같으며 5V에 대해서도 1% 이하로 된다. 충분히 작아지므로 문제없을 것이다.

적은 부품으로 만들 수 있는 강압형 DC-DC 컨버터를 권장한다

그림 A는 몇 개의 부품으로 만들 수 있는 벅 컨버터를 나타낸 것이다. 부품 수가 적은 대신 출력 전압이 임의가 아니다.
출력 전압을 변경할 경우에는 제어 IC를 변경해야 한다. 각 부의 파형은 사진 A에 나타난 바와 같다.
이 벅 컨버터는 그림 7에 나타난 동기 정류형과 달리 다이오드 정류형이다. 출력 전류 Iout이 작을 때 인덕터 전류가 비연속으로 되어, Ⓐ점의 전압이 사진 B와 같이 펄스 파형에 다른 파형이 충접된 것처럼 된다. 이 현상을 DCM(Discontinuous Conduction Mode)이라고 한다.
DCM에 대해서 인덕터 전류가 연속적으로 흐르는 상태를 CCM (Continuous Conduction Mode)이라고 한다. 이 때는 Ⓐ점의 전압이 사진 A와 같이 깨끗한 펄스 형태로 된다.

▲그림 A. 적은 부품으로 만들 수 있는 권장 벅 컨버터

▲사진 A. 그림 A에 나타난 Ⓐ점의 전압과 리플

▲사진 B. ‌출력 전압 Iout이 작을 때의 그림 A Ⓐ점의 전압

(인덕터 전류가 비연속이 되므로 이러한 전압 파형이 된다)

실제 스위칭 소자는 약간의 전력 손실을 갖는다

1. 전력 로스의 원인 ① ‘ON 저항’
표 A는 실제 파워 MOSFET(RJK0395DPA)의 전기적 특성을 나타낸 것이다. ON 저항 R_DS(on)는 게이트 전압 V_GS가 10V일 때 최대 7.7mΩ으로 충분히 작고 훌륭한 성능이지만 0Ω은 아니다. 드레인 전류 I_D가 10A 흘렀다고 하면 드레인-소스 사이에, 다음과 같은 전압이 발생한다.
V_DS＝R_DS(on)I_D＝7.7×10-3×10＝0.077V
그러면 파워 MOSFET에서는 다음과 같은 전력이 손실된다.
P_D＝R_DS(on)I_D²＝7.7×10-3×102＝0.77W

▲표 A. 실제 파워 MOSFET RJK0395DPA의 스펙 (이상적인 소자 등은 존재하지 않는다)

▲사진 C. 실제 MOSFET(RJK0395DPA)의 상승과 하강 모습

2. 전력 로스의 원인 ② ‘스위칭 과도 시간’
ON에서 OFF(OFF에서 ON)으로 전환되는 시간이 0ns인 파워 MOSFET을 만들 수 있다면 노벨상감이다. 현실은 그림 B와 같이 ON에서 OFF, OFF에서 ON으로 전환되는 과도적인 시간이 반드시 존재한다. 그림에서는 파워 MOSFET이 OFF에서 ON으로 전환될 때 필요한 시간인 ‘상승 시간 t_r(Rise Time)’과 ON에서 OFF로 전환될 때 필요한 시간인 ‘하강 시간 t_f(Fall Time)’의 정의도 함께 나타냈다.
사진 C는 실제 스위칭 파형이다. 그림 C의 회로로 측정했다. 상승 시간 tr이란 드레인 전류의 상승 시간이고, 하강 시간이란 드레인 전류의 하강 시간이다. RJK0395DPA는 그 중에서도 고속으로 스위칭할 수 있는 파워 MOSFET이지만 그래도 t_r과 t_f는 5ns 정도 있다.
별도의 범용적인 파워 MOSFET(IRF3806PbF)을 사용하여 전력 로스를 측정해 보았다. 사진 D는 그 결과를 나타낸 것이다. 실험 회로는 마찬가지로 그림 C이다. 디지털 오실로스코프의 계산 기능을 사용하여 전력 로스(V_DSI_D)를 표시했다. OFF에서 ON으로 될 때와 ON에서 OFF로 될 때 손실이 급격하게 증가했다. 이 2개의 손실을 ‘스위칭 손실’이라고 한다.

▲사진 D. ‌파워 MOSFET의 스위칭 로스 발생 모습 [범용 파워 MOSFET(IRF3806PbF) 사용]

▲그림 C. 사진 C의 측정 회로

3. 파워 MOSFET의 진화는 가속중! 낮은 ON 저항과 고속화
현실에서의 파워 MOSFET은 ON 저항이 있어 상승 시간 _tr과 하강 시간 t_f 모두 0s는 아니다. 반도체 메이커는 이 문제를 충분히 알고 있으므로, ON 저항을 낮추고 속도를 높이는 것을 목표로 계속해서 개량하고 있다.
특히 최근의 파워 MOSFET은 고속이며 상승 시간과 하강 시간이 짧아졌다. 이것은 모두 좋은 일이지만 한 가지 점 때문에 제품화하는 데 문제가 생겼다. 그것은 바로 노이즈였다.
현재의 전자기기나 전원장치는 CISPR 등 국제 규격에서 전도 노이즈, 방사 노이즈의 상한값이 규제되고 있다. 최근의 파워 MOSFET을 사용하면 기존의 방법으로는 이 노이즈 규격을 만족시키기 어려워졌다. 새로운 디바이스에 대응하는 새로운 기술이 필요한 상황이다.

3. 실험으로 확인
설계한 것만으로는 탁상공론에 지나지 않는다고 할 수 있으므로, 실험으로 확인해 보자.
(1) 구성 부품에 흐르는 전류
오실로스코프의 CH₁을 그림 11의 Ⓐ점에 접속하여 벅 컨버터를 구성하는 소자의 파형을 관측했다. 측정 결과는 사진 3과 같다. 전류 측정용 리드선의 인덕턴스에 의해 파형이 진동하고 있다. 일단 인덕터에 흐른 전류는 급격하게 제로가 되지 못하는 성질에 의한 현상이다. 리드선의 인덕턴스가 작으므로 치명적이지는 않지만 이 정도가 한도일 것이다. 리드선을 떼어내면 깨끗한 파형이 된다.
(2) 출력 전압에 발생하는 리플 전압
사진 4는 출력 전압에 발생하는 리플 전압이다. C₂에 저항 성분(ESR)이 작은 적층 세라믹 콘덴서를 사용했기 때문에 C₂에 삼각파 전류가 흘러 발생하는 전압 파형으로 되어 있다.
사진 3(e), 사진 4를 그림으로 나타내면 그림 12와 같이 된다. C₂의 전류에 대해 C₂ 양끝 리플 전압은 90° 지연되었다. 본지 11월호 기술 특집에서 설명한 콘덴서의 전압이 전류에 대해 90°도 지연된다는 것은 이 실험에서도 확인할 수 있었다.

▲그림 ‌12. 그림 11의 C₂ 양끝 리플 전압은 C₂에 흐르는 전류보다 90° 지연되었다

[원리대로. 사진 3(e)와 사진 4를 그림으로 나타낸 것]

▲사진 3. 그림 11의 회로를 구성하는 부품에 흐르는 전류                                ▲사진 4. 그림 11의 회로가 출력하는 리플 전압     

本 記事는 日本 CQ出版社가 發行하는 「トランジスタ技術」誌와의 著作權 協定에 依據하여 提供받은 資料입니다.