연재(5) - 디지털 오디오를 직접 제작한다

게재월 | 2014 - 01 조회152740 추천0

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인터넷을 이용한 프린트 기판 제조 서비스가 가능해졌고, 100만 개 이상의 부품을 갖춘 부품 회사가 탄생함에 따라 핸드메이드 붐이 다시 찾아왔다. 과거와 달라진 점은 고기능 IC와 프린트 기판으로 마무리할 수 있게 되었다는 것이다. 여기서는 디지털 오디오의 개요 및 제작 방법에 대해 알아본다.


출력 17Vpeak의 전문 오디오용과 컷오프 100MHz의 광대역 타입
디지털 오디오를 귓가에서 듣는다 … 헤드폰 앰프 ②


‌1×1.5cm의 초미니 헤드폰 앰프 
커플링 콘덴서가 필요 없으며, 단 10개의 부품으로 제작 가능


1. NCP2811을 사용한다
(1) ‌2mm×1.5mm 크기로 최대 출력 27mW인 IC
사진 1과 같이 기판 사이즈 10mm×15mm인 헤드폰 앰프를 사진 2에 나타난 IC NCP2811을 사용하여 제작했다.
NCP2811은 커플링 콘덴서가 필요 없는 헤드폰 앰프 IC이다. 내부에 부전압을 발생시켜 앰프를 플러스, 마이너스 전원으로 동작시키므로 출력 측에 필요한 2개의 대용량 커플링 콘덴서가 필요 없다. 소형 세라믹 콘덴서 2개만으로 플러스, 마이너스 전압을 발생시킨다.


▲사진 1. 기판 사이즈 10×15mm로 제작한 헤드폰 앰프의 기판


사진 2. ‌커플링 콘덴서가 없는 헤드폰 앰프

 IC NCP2811 (온세미컨덕터)


사양은 표 1과 같다. 전원전압 2.7V, 16Ω의 부하, THD+N(전체 고조파 왜곡률+잡음)이 1%일 때, 최대 출력은 27 mW이다. 노이즈 폴로어는 -100dB이다. 외부 저항으로 게인을 설정할 수 있는 NCP2811A와 내부 저항에 의해 게인을 -1.5배로 한 NCP2811B가 있다. 패키지에는 12범프 CSP(2×1.5mm), 12핀 WQFN, 14핀 TSSOP가 있다.


표 1. 헤드폰 앰프 IC NCP2811의 사양


(2) NCP2811의 내장 회로
NCP2811의 내부 블록은 그림 1과 같다. 전원 관리 회로에서는 VDD에 가해진 플러스 전압으로 인해 대칭적인 플러스, 마이너스 전압 VRP, VRM이 발생한다. 단순히 플러스, 마이너스 전압 변환 회로뿐만 아니라 플러스, 마이너스 정전압화 회로도 내장된 것 같다. 따라서 VDD 전압에 관계없이 일정한 최대 출력 전압을 얻을 수 있다. 잡음 억압 회로에 의해 전원 ON/OFF 시 발생하는 ‘붑’ 하는 음은 발생하지 않는다.


그림 1. NCP2811B의 내부 블록


출력 단자를 그라운드에 단락한 경우, 출력 전류를 300 mA로 제한하는 전류 제한 보호 회로나 IC의 온도가 160℃를 넘어서면 앰프 동작을 정지시키고, 그 상태에서 IC의 온도가 140℃ 이하로 되면 재가동하는 과열 보호 회로도 내장됐다. 전원전압이 2.3V 이하로 되면 동작이 멈추는 저전압 록아웃(UVLO ; Under Voltage Lockout)도 내장됐다. 히스테리시스 전압은 0.1V이므로 2.4V가 되면 다시 동작한다.


2. 회로 제작
(1) 게인은 고정
회로는 그림 2와 같다. 고정 게인 1.5배의 NCP2811B를 사용했기 때문에 게인 설정용 외부 저항 4개가 필요 없어졌다. 제작한 기판 외관은 사진 1과 같다. 출력 커플링 콘덴서와 같이 대형 부품이 필요 없으므로 커넥터 등을 제외하고 15×10mm 크기로 완성할 수 있었다. NCP2811A는 외장 저항에 의해 다음 식으로 게인을 설정할 수 있다.


그림 2. 제작한 10×15mm 사이즈의 헤드폰 앰프 (NCP2811A는 Rin, RF 외장)



AV를 1에 근접시키면 THD+N(전체 고조파 왜곡률+잡음)은 작아지고 S/N은 커진다. 앰프 전체의 성능을 최적화하기 위해 게인은 1~10배로 설정할 것을 권장한다.
(2) 입력 커플링 콘덴서 C1, C2
입력 커플링 콘덴서는 앰프 입력 단자와 오디오 입력에서의 직류분 차단에 필요하다. 신호 경로에 직렬로 접속되므로 HPF가 되고, 컷오프 주파수 fC[Hz]는 다음 식과 같이 된다.



여기서 Rin은 앰프 입력 저항이고 A 버전에서는 Rin의 값, B 버전에서는 20kΩ이 된다. fC는 보통 20Hz 이하가 된다. 이번에는 C1=C2=1㎌이므로 fC=8Hz이다.
(3) 충전 펌프용 콘덴서 C6, C9
C9는 마이너스 전압을 만들 때의 부하 전송용이다. 마이너스 전원율을 가진 디커플링용 콘덴서 C6은 최적의 부하 전송 효율을 얻기 위해 용량값을 C9와 같은 값으로 해야 한다. C6과 C9를 1㎌으로 했다. 1㎌보다 작으면 최대 출력 전력이 내려가고, 1㎌을 넘으면 과전류가 흘러 디바이스가 파괴된다.
이들은 등가 직렬 저항(ESR)이 낮아 온도 특성이 X5R/X7R인 세라믹 콘덴서를 사용해야 한다. 적층 세라믹 콘덴서의 경우, 형태가 작으면 인가 전압에 따라 용량이 저하되는 경우가 있다. 이번에 0805 타입으로 비교적 큰 형태의 콘덴서를 사용했다. 0402 등의 소형 칩을 사용할 경우, 권장 제품인 C1005X5R0J105K(TDK)나 GRM155R60J105K19(무라다제작소)를 선택하는 것이 무난하다.
(4) 전원용 디커플링 콘덴서 C5
노이즈와 THD+N을 최소로 하기 위해 전원용 디커플링 콘덴서 C5는 1㎌에서 X5R/X7R을 사용하고 최대한 VDD에 가깝게 배선해야 한다.
(5) 용량 부하의 구동 능력을 높이기 위한 출력 저항
평소 동작 시의 NCP2811을 구동할 수 있는 부하 용량은 80pF 정도이다. 이 구동 능력은 일반적인 헤드폰 시스템에서 충분한 능력이다. 그러나 80pF을 넘는 부하 용량이 접속될 경우, NCP2811의 동작이 불안정해지지 않도록 출력 단자에 직렬로 10Ω의 저항을 접속한다. 한편, 이 10Ω의 접속은 시스템의 덤핑 팩터를 저하시킨다. 따라서 헤드폰 시스템에 필요 없는 용량(주로 배선 용량)이 가해지지 않도록 이 저항값을 최소화하여 사용하는 것이 기본이다.


3. 성능
(1) 편채널 동작과 양채널 동작에서 특성이 다르다
NCP2811은 내장된 DC-DC 컨버터로 마이너스 전압을 발생시키므로 그 전류 공급 능력에 한계가 있다. 따라서 편채널만 동작시키는 경우와 양채널을 동시에 동작시키는 경우 특성이 다르다. 스테레오 헤드폰 앰프로 사용하고자 하므로 기본은 양채널 동작이다. 편채널 동작은 참고로 평가했다.
(2) 10Hz~60kHz 범위에서 레벨 편차는 ±1dB 이내
그림 3은 주파수 응답 특성이다. 주파수 1kHz에서 0.7VRMS의 입력 전압을 가하면 앰프 게인은 1.5배이므로 출력 전압은 1.05VRMS이다. 10Ω과 부하 32Ω에서 감쇠기가 형성되므로 부하단의 출력 전압은 0.8VRMS[=1.05VRMS×32Ω/(10Ω+32Ω)]이다. 따라서 부하로의 출력은 20mW이다. 0dB을 기준으로 입력 주파수를 가변하면 그림 3의 결과를 얻을 수 있다. 예를 들어 입력 주파수가 10Hz인 경우, 출력 전력은 -1dB 내려가 15.9mW(=20mW×10-1dB/10)이다.
10Hz~60kHz 범위에서 레벨 편차는 ±1dB 이내로 양호한 특성을 보였다. 저역 측의 저하는 입력 측 커플링 콘덴서 1㎌과 앰프의 입력 저항 20kΩ에서 형성되는 바이패스 필터의 영향으로, 컷오프 주파수는 8.3Hz(fC=1/2π×1㎌×20 kΩ)이다. 콘덴서 값을 대용량화하면 저역 특성은 개선되지만 사람의 가청 대역 하한은 20Hz이므로 이 앰프의 주파수 응답성이면 충분하다. 고역 측은 이 앰프의 응답 특성에 따라 정해지는데, 20kHz 이상까지 평탄하므로 문제없다.


그림 3. ‌NCP2811을 사용한 헤드폰 앰프의 주파수 특성 (부하에 20mW 출력.

이것을 0dB의 기준으로 하여 입력 주파수를 가변해 측정한다)


(3) 왜곡률
① 출력 전력과 왜곡률
RL=16Ω인 경우의 왜곡률은 그림 4와 같다. 윈도에서 무료 소프트웨어인 WaveGenerator(WG.exe)로 입력 측에 1kHz의 신호(왜곡률 0.005%)를 입력하고, 출력 측은 WaveSpectra(WS.exe)로 푸리에 변환 후의 주파수 스펙트럼을 측정하여 왜곡률을 구했다.


그림 4. ‌NCP2811을 사용한 헤드폰 앰프의 출력 전력-왜곡률 특성

(RL=16Ω으로 측정. 실선은 양채널 동작, 점선은 편채널 동작, 출력 전력

 Pout이 커지면 출력 신호가 포화되어 급격하게 왜곡률이 악화된다)


출력 전력 Pout이 커지면 출력 신호가 포화되어 급격하게 왜곡률이 악화된다. 출력 전력이 작아지면 왜곡률이 나빠지는데, 이것은 출력 전압이 작아지면 S/N비가 악화되어 겉보기 왜곡률이 크게 측정되기 때문이다.
실선은 양채널이 동시에 동작할 때, 점선은 편채널만 동작할 때이다. 양채널 동작은 편채널 동작에 비해 최대 출력 전력이 하락하며, 전원전압 VDD가 작아질수록 현저해진다. 그러나 출력이 포화될 때까지의 왜곡률은 0.1% 이하로 양호하다. 사람의 귀는 왜곡률 0.1% 이하를 구분할 수 없다고 하므로, 이 왜곡률 특성은 충분히 좋은 특성이라고 할 수 있다.
그림 5는 RL=32Ω인 경우이다. 부하 임피던스가 커지면 전원전류가 작아지므로 전원 회로에 가해지는 부하가 작아져, 양채널 동작일 때에도 최대 출력 전력 저하는 별로 나타나지 않는다. 부하 16Ω의 결과와 비교해도 왜곡률 값은 거의 변화하지 않는다.


그림 5. ‌NCP2811을 사용한 헤드폰 앰프의 출력 전력-왜곡률 특성

(RL=32Ω으로 측정. 그림 4에 나타난 부하 22Ω의

결과와 비교해도 왜곡률 값은 거의 변화가 없다)


② 전원전압과 왜곡의 관계
그림 6은 전원전압과 THD+N=1%일 때의 출력 전력 관계이다. 전원전압을 설정값으로 하고 입력 전압을 점차 올려 출력 왜곡률이 1%로 됐을 때의 출력 전력을 구한 곡선이다.


그림 6. ‌NCP2811을 사용한 헤드폰 앰프의 전원전압과 왜곡 1%일 때의 출력

(전원전압을 설정값으로 하여 입력 전압을 점차 올리고 출력

왜곡률이 1%가 되었을 때의 출력 전력을 구해 플롯했다)


RL=16Ω인 경우, VDD=5V에서는 양채널 동작에서도 100mW의 출력을 얻을 수 있다. 한편, VDD가 작아지면 양채널 동작 시의 최대 출력 전력이 현저하게 저하된다. 이 전력 저하가 나타날 때까지는 출력 전력이 전원전압에 의존하지 않으므로 전원 회로에는 정전압 회로가 있다고 예상할 수 있다.
RL=32Ω인 경우, VDD=3.5V 이상에서는 양채널 동작에서도 70mW의 출력을 얻을 수 있다.
헤드폰 감도에 따라 다르지만 수mW 출력으로 충분한 음량을 얻을 수 있으므로, 이번 결과는 모든 동작 조건에서 실제로 사용하는 데 전혀 문제가 없는 수준이다.


전원 ON/OFF 시 나오는 음을 없애려면


1. 헤드폰 전위를 그라운드 레벨로 고정한다
단전원에서 동작하는 헤드폰 앰프의 출력 전압은 VDD~GND 사이지만 헤드폰 자체는 GND 중심 신호에서 동작한다. 이 전위차를 차단하는 것이 커플링 콘덴서이다. 이 콘덴서와 IC 단자간 전압은 기동 시 GND에서 기준 전위로 천이하고, 정지 시 기준 전위에서 GND로 천이한다. 그림 A와 같이 커플링 콘덴서 전후에서 전원 ON/OFF 시의 전압 천이에 의해 그림 B에 나타난 ‘붑’ 하는 음(팝음)이 발생한다.
그림 C는 이것을 피하기 위한 뮤트 회로이다. 전원 ON/OFF 시 복합 트랜지스터 IC IMX 9를 ON하여 헤드폰 단자를 GND 레벨로 고정한다. 이렇게 하면 그림 D와 같이 팝음을 억제할 수 있다. 


그림 A. 커플링 콘덴서의 전후 파형 측정


그림 B. ‌전원을 ON/OFF하면 커플링 콘덴서 통과 후 파형에

붑 하는 음이 나타난다


그림 C. 붑 하는 음을 피하는 뮤트 회로


그림 D. ‌뮤트 회로를 사용하면 전원을 ON/OFF해도

붑 하는 음이 나타나지 않는다


③ 주파수 전체 영역에서 왜곡률 0.1% 이하
그림 7은 왜곡률의 주파수 의존성이다. 16Ω 부하에서 VDD=3.3V, 출력 전력이 30mW일 때의 특성이다. 측정 방법은 그림 4와 같다. 양채널에 같은 신호를 입력하고 출력 측은 L채널 부하단 왜곡률을 측정했다. 주파수 전체 영역에서 왜곡률은 0.1% 이하였다. 데이터시트의 왜곡률-주파수 특성에서는 10kHz 이상에서 왜곡이 급격하게 작아졌다. 이것은 고조파 왜곡이 가청 영역의 상한 20kHz를 넘어섰기 때문이다. 이번에도 20kHz 이상 차단했더니 왜곡 특성이 더 좋아졌다.


그림 7. ‌NCP2811을 사용한 헤드폰 앰프의 왜곡률 주파수 특성

(양채널에 동일한 신호를 입력하고 출력 측은 L채널 부하단 왜곡률을 측정했다)


헤드폰에 따라 음압은 30dB이나 달라진다


그림 E는 인기 헤드폰 40종류 중 오버헤드형 공칭 임피던스와 능률 관계를 플롯한 것이다. 이것을 그림 F와 같이 동일한 전압으로 구동한 경우의 출력 음압 레벨로 다시 플롯하면, 출력 전압 레벨에 26dB 정도의 차이가 나타난다.
최대 출력 전압과 게인을 고정한 1대의 헤드폰 앰프로 이것을 커버하는 것은 곤란하다.


그림 E. ‌오버헤드형 헤드폰의 공칭 임피던스와

능률에 강한 상관은 보이지 않는다


그림 F. ‌같은 전압으로 구동한 경우의 출력 음압

레벨에서 보면 30dB에 가까운 차이가 있다


(4) 전원 특성
평균 소비전류는 그림 8과 같다. VDD를 설정값으로 하여 입력 측에 1kHz 신호를 입력하고, 출력 전력을 변화시키면서 그 때의 소비전류를 측정했다. VDD가 2.7V일 때와 5V일 때의 두 곡선이 겹치므로, 같은 출력 전력일 때 전원전압 VDD를 바꿔도 소비전류는 같다는 것을 알 수 있다. 즉, 전원전압이 작을수록 소비전력도 작아진다. 따라서 전원전압이 작을수록 효율은 상승한다. 특히, 큰 출력 전력이 필요하지 않은 경우, 최대한 작은 전원전압에서 사용하는 것이 좋을 것이다.
THD+N이 1%일 때의 출력 전력은 그림 6에서 70mW (VDD=5V), 68mW(VDD=2.7V)이다. 따라서 효율은 VDD=5V일 때 28.8%(=70mW×2채널/5V/97mA), VDD=2.7V일 때 50.4%(=68mW×2채널/2.7V/100mA)였다. 출력 전력은 작고 소비전력도 작으므로 이 효율은 특별히 신경 쓰지 않아도 될 것이다.


그림 8. ‌NCP2811을 사용한 헤드폰 앰프의 출력 전력-소비전류 특성

(VDD를 설정값으로 하여 입력 측에 1kHz의 신호를 입력하고

출력 전력을 변화시키면서 소비전류를 플롯했다)


헤드폰 앰프 전용 IC 일람


헤드폰 앰프 전용 IC는 전원전압이 낮은 포터블 오디오용이 대부분이다. 언뜻 같아 보이는 제품군도 전지 1개로 사용할 수 있거나 게인이 고정되어 있는 것 등 서로 다르다. 커플링 콘덴서가 필요 없는 단전원형은 충전 펌프형 마이너스 전원을 내장하고 있으므로 내부는 플러스, 마이너스 전원으로 동작한다. 때문에 출력 커플링 콘덴서가 필요 없다.
표 A는 헤드폰 앰프 IC의 일람을 나타낸 것이다. 수작업 용접이 가능하며 낱개로도 구할 수 있는 것을 선택했다.


표 A. 헤드폰 앰프 전용 IC 일람 (모두 2채널, OCL은 출력 커플링이

필요 없는 콘덴서형. TI는 텍사스 인스트루먼트의 약자)


소리와 악기의 평균 레벨과 피크 레벨


1. 음악 피크 레벨
CD에 녹음되어 있는 음악 데이터의 평균 레벨과 피크 실제 측정값은 표 B와 같다.
팝이나 록, 엔카 등의 경우 피크는 거의 풀 스케일에 달하며, 평균 레벨은 -10~-15dB 정도에서 평균적으로 높은 레벨로 녹음되어 있다. 클래식 악기의 경우 평균에 대해 피크가 +20dB 정도이지만 성악의 경우 +30dB 가까이에 달한다. 상위 포맷에서 다이내믹 레인지가 확정되어 있는 경우는 차이가 더 커질 것이다.
표 C는 녹음 레벨과 출력 전압을 실제로 측정한 것이고, 그림 G는 측정 방법을 나타낸 것이다.


그림 G. 헤드폰 출력 레벨 측정 방법


표 B. CD 음원의 평균 레벨과 피크 실측값 (평균 레벨과 최대

레벨은 50ms의 VRMS를 측정, 최대 레벨 피크는 VRMS 순간값)


표 C. CD 음원 녹음 레벨과 출력 전압을 실측했다 (평균 레벨과 최대

레벨은 50ms의 VRMS를 측정, 최대 레벨 피크는 VRMS의 순간값)


헤드폰을 여유 있게 구동하는 다양한 디스크리트 버퍼 앰프 
갖고 있는 OP 앰프 강력 지원!


범용 OP 앰프에 디스크리트 버퍼 앰프를 조합하면 출력을 증강할 수 있다.


1. SEPP 회로를 버퍼로 한 기본 회로
그림 9는 컴플리멘터리 바이폴러 트랜지스터의 SEPP 회로를 버퍼로 한 회로이다. OP 앰프+버퍼 앰프 기본형이며 트랜지스터의 수가 적어 아이들링 전류 정리가 쉽다. 2개의 다이오드가 트랜지스터의 VBE와 거의 같은 순방향 전압 VF를 발생시키고, R5 : R10(=R7 : R11)의 비와 R5, R7을 흐르는 전류에 따라 R10, R11을 흐르는 아이들링 전류가 정해진다.
다이오드의 VF는 동일한 실리콘 PN 접합인 VBE와 온도 특성이 거의 같으므로 다이오드와 트랜지스터를 열적으로 결합하면 발열에 의한 VBE의 변화가 상쇄되어 아이들링 전류를 안정시킨다. 헤드폰 잭을 꽂고 뺄 때 출력을 단락시킬 우려가 있으므로 출력 전류의 제한 회로를 추가하여 사용한다. 트랜지스터의 직류 전류 증폭률 hFE(최대 240)에 대해 IB가 1mA 정도로 작으므로 거기에서 제한되는 것이다.


그림 9(5). 트랜지스터의 개수가 적어 아이들링 전류 조정이 쉬운 회로


2. 다이아몬드 버퍼 회로
그림 10의 출력 회로는 트랜지스터 4개의 배치가 다이아몬드 형태로 보여 통칭 다이아몬드 버퍼라고 한다. 모든 단의 트랜지스터가 VBE 보상과 출력단 구동을 겸한다. 2단 구성이므로 작은 전류로 구동된다. 지난 달 그림 13 회로의 온도 보상용 다이오드를 트랜지스터로 바꾼 변형형이다. 동작은 전단 및 후단 트랜지스터의 전류 증폭이 곱해져 SEPP 회로를 버퍼로 한 회로보다 작은 입력 전류로 구동할 수 있다. 2단 이미터 폴로어를 종속한 다이오드 회로와 유사하다. 고속 동작에도 유리하며 비디오 대역 버퍼 IC에 많이 사용된다.


그림 10(5). SEPP 회로를 버퍼로 한 회로보다 작은 입력 전류로 구동할 수 있다


3. 다이아몬드 버퍼 IC를 사용하는 회로
그림 11은 다이아몬드 버퍼 IC인 BUF634를 사용한 것이다. IC이므로 부품 수를 줄일 수 있지만 내부 설계 자유도는 없다. 이 IC는 OP 앰프와 세트로 귀환을 걸어 사용하는 것을 전제로 한다. 따라서 오프셋 전압이 커진다. 이 IC는 원래 비디오 드라이버나 모터 드라이버 등 공업용이며 범용 OP 앰프 IC의 10배 이상의 대역폭을 갖고 있다. 또한 전류 제한 회로나 과열 보호 회로를 내장하고 있다.


그림 11(5). 다이아몬드 버퍼 IC를 사용하면 회로는 간단해지지만 자유도가 줄어든다



本 記事는 日本 CQ出版社가 發行하는 「トランジスタ技術」誌와의 著作權 協定에 依據하여 提供받은 資料입니다.

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